Solución:
Ejemplo de descripción esquemática y conductual bipolar
Veamos el LM324. Es un opamp bipolar y también es mucho más fácil de seguir que algunos. Pero sigue siendo bastante representativo de las ideas básicas relacionadas con su pregunta:
simular este circuito: esquema creado con CircuitLab
Preguntó si el par de diferencias era NPN o PNP. En este caso, es PNP. Utiliza una disposición Darlington PNP, más específicamente, con cuatro transistores; $ Q_1 a Q_4 $. La fuente actual, $ I_1 $, se divide nominalmente uniformemente entre las dos corrientes de cola (los colectores de $ Q_2 $ y $ Q_3 $, específicamente.) Entonces, si las entradas son de igual voltaje, esperaríamos que hubiera $ 3 : mu text {A} $ en cada cola.
Las corrientes de cola se conducen a un espejo de corriente, formado a partir de $ Q_8 $ y $ Q_9 $, lo que significa que cualquier corriente diferencia será o será conducido hacia afuera o succionado hacia adentro a través del camino a la base de $ Q_ {10} $. Si la entrada (-) es más bajo que la entrada (+), entonces se tira más corriente hacia la cola izquierda y menos corriente hacia la cola derecha. Las secciones de par diferencial y espejo de corriente responden a esto hundiendo la diferencia como corriente base a través de $ Q_ {10} $. Esta es una operación de muy alta ganancia y da como resultado $ Q_ {10} $ acercando su emisor a su colector (que está en el suelo). $ Q_ {11} $ y por lo tanto también $ Q_ {12} $, causando $ Q_ {12} $ para liberar un poco a su colector, permitiendo que las bases de $ Q_5 $ y $ Q_ {13} $ levantarse hacia arriba. $ Q_5 $ absorberá la corriente de $ I_3 $ para que el par de Darlington $ Q_5 $ y $ Q_6 $ tirarán de sus emisores más alto, elevando así $ V_ text {FUERA} $.
El efecto general de esto es que cuando la entrada (+) aumenta con respecto a la entrada (-), la salida aumenta en respuesta. Cuál es exactamente la respuesta deseada.
Hay hasta aproximadamente $ 100 : mu text {A} $ disponible en $ I_3 $, de los cuales aproximadamente la mitad o $ 50 : mu text {A} $, está hundido a través de $ I_4 $. Así que habrá como máximo $ 50 : mu text {A} $ disponible en la base de $ Q_5 $. Dado el peor de los casos habituales $ beta $ estimaciones, digamos $ beta = 40 $ o así, esto sugiere quizás una capacidad máxima de abastecimiento de $ 40 ^ 2 cdot 50 : mu text {A} approx 80 : text {mA} $. La especificación dice que es al menos $ 20 : text {mA} $ y típicamente $ 40 : text {mA} $, sin indicar un máximo, lo cual creo que está bien razonado en cuanto a especificaciones.
Alguna corriente de recombinación de base es requerida por $ Q_1 $ y $ Q_4 $. Es modesto, porque $ I_1 $ no es una gran corriente. Entonces, nominalmente, solo $ 3 : mu text {A} $ fluye en cada cola. Dado el arreglo de Darlington, las corrientes base serán del orden de $ 1600 veces $ más pequeño (aunque podemos sugerir tan poco como $ 400 veces $ más pequeño como un límite conservador.) A partir de esto, podríamos sugerir, en el peor de los casos, corrientes de base de aproximadamente $ 10 : text {nA} $. La hoja de especificaciones dice que los peores casos son un poco más. Pero no mucho más. La razón de esto es que quieren lidiar con casos en los que las diferencias de voltaje son algo mayores de lo normal, donde un lado u otro se está moviendo hacia el modo de saturación. Entonces esto también es perfectamente razonable.
Hay un barra lateral digna de mención. Ya que $ Q_ {12} $emisor está en el suelo, la base de $ Q_ {11} $ es como dos $ V_ text {BE} $está por encima del suelo. Eso significa que la base de $ Q_ {10} $ es sobre uno $ V_ text {BE} $ por encima del suelo. Eso significa el coleccionista de $ Q_ {9} $ está en el mismo lugar que el coleccionista de $ Q_ {8} $. Y esto ayuda a anular el efecto Early que de otro modo podría ser un problema en $ Q_ {10} $. Otra buena decisión de diseño en este circuito. ( $ C_ text {C} $ es una capacitancia de Miller dispuesta para establecer un dominar el polo posición. Más allá del alcance aquí.)
Todo esto son solo algunos conceptos de circuito muy básicos y debe asegurarse, en su propia mente, que todo esto tiene sentido.
Corrientes base de $ Q_1 $ y $ Q_4 $
Así que ahora estamos aquí. Todo lo que tiene que hacer es darse cuenta de que de los circuitos debe haber al menos algunas pequeñas corrientes de base en $ Q_1 $ y $ Q_4 $ que se hunden externamente hacia el suelo. Si ata una de las bases al suelo con un $ 10 : text {k} Omega $ resistor y la otra entrada a tierra con un $ 100 : text {k} Omega $ resistor, entonces debe darse cuenta de que habrá una corriente de polarización necesaria similar para que los BJT de par diferencial puedan permanecer en modo activo (donde deben estar).
Nominalmente, en este caso, con las corrientes de base aproximadamente iguales pero donde esas corrientes deben hundirse a través de resistencias con valores que son un orden de magnitud diferente, debe darse el caso de que haya una pequeña diferencia de voltaje en las bases de $ Q_1 $ y $ Q_4 $. Dado que los emisores de $ Q_2 $ y $ Q_3 $ están unidos, esto significará que la diferencia de voltaje da como resultado una diferencia exponencial en las corrientes de cola. Y eso se traducirá en un voltaje de salida que se compensa del nominal por una ganancia de impedancia trans bastante alta. Los comentarios pueden ayudar a corregir ese error, por supuesto. Pero es un problema evitable. Entonces deberías evitarlo.
En resumen, cada amplificador operacional tiene un amplificador diferencial en la entrada.
Por lo tanto, cada transistor necesita una corriente “base” (corriente de polarización de entrada) para que fluya y funcione como amplificador.
Así, por ejemplo, en el amplificador inversor (cuando $ V_ {IN} = 0V $), esta corriente de polarización de entrada provocará una caída de voltaje a través de la resistencia y esta caída será amplificada por la ganancia del amplificador. Por lo tanto, tenemos una compensación de voltaje de CC no deseada en la salida.
Pero podemos eliminar esta compensación de CC si logramos llevar la diferencia de voltaje entre las entradas a $ V _ {+} – V _ {-} = 0V $
Podemos hacer esto si elegimos $ R_3 $ valor de la resistencia para que $ R_3 = R1 || R_2 $
Es difícil entender esta idea simple debido a la extraña técnica de polarización utilizada en las etapas diferenciales de entrada de los amplificadores operacionales. Mientras que el sesgo clásico es por el lado de la entrada (base), aquí se implementa el sesgo por el lado de la salida (emisores). Este es otro tema, pero aún mencionar que este truco es posible aquí ya que el voltaje del nodo común entre los emisores unidos se fija en el modo diferencial (no podemos usarlo en la etapa de emisor común único ya que el voltaje del emisor seguirá el voltaje base y no habrá amplificación).
Entonces, la fuente de corriente constante de polarización hace que los transistores ajusten su voltaje de emisor común para que pase la corriente de emisor de 1/2 polarización. Para ello, ajustan su beta veces las corrientes de base más pequeñas que son producidas por la misma fuente de corriente del emisor.
Pero estos corrientes de polarización de entrada tengo que ir a alguna parte. Y los diseñadores han elegido una solución inusual: para pasar corrientes a través de las fuentes de voltaje de entrada. Para ello, deben ser “galvánicos” (conductores); si no lo están, deben derivarse con elementos de (alta) resistencia para asegurar un camino para la corriente de polarización.
Entonces, esta es la situación: Las corrientes de polarización de entrada fluyen a través de las fuentes de voltaje de entrada y sus resistencias internas.. Si hay resistencias adicionales en serie (como en el caso), las corrientes de polarización también fluirán a través de ellas. Puede ver esto en el par diferencial más simple (en principio, esta es la misma configuración). Primero consideremos el caso con fuentes de voltaje de entrada iguales pero sin resistencias de base incluidas (Fig.1):
Fig. 1. El par diferencial más simple con resistencia de emisor y sin resistencias de base incluidas (este no es el diagrama de circuito más hermoso del mundo … pero aún funciona 🙂
Las corrientes base de polarización Ib1 e Ib2 están representadas en la Fig. 1 mediante lazos delgados en azul. Como puede ver, son creados por la fuente de alimentación negativa -V. Las corrientes fluyen a través de Re y Vin y entran en las bases (Re se reemplaza en la etapa del amplificador operacional por el complejo circuito desplegable).
Consideremos, por ejemplo, el Ib2 actual. Tenga en cuenta que Vin2 y -V están conectados en serie. Entonces, cuando Vin2 es positivo, se agrega a -V y el voltaje resultante (-V + Vin2) crea Ib2; cuando Vin2 es negativo, se resta de -V y el voltaje resultante (-V – Vin2) crea Ib2. Entonces, Ib2 siempre está ingresando a la base cuando Vin2 varía entre -V y + V. Su magnitud es casi constante en la etapa del amplificador operacional porque Re es reemplazado por un elemento de corriente constante (transistor) con un buen “voltaje de cumplimiento”.
Como resultado, las corrientes de polarización “crean”, de acuerdo con la ley de Ohm V = IR, caídas de voltaje a través de las resistencias. Son constantes ya que tanto la corriente como la resistencia son constantes. Entonces, podemos pensar en estas resistencias como en “baterías” con voltaje constante que están conectadas en serie a los voltajes de entrada variables. Dependiendo de la polaridad, estos voltajes se sumarán o restarán a / de los voltajes de entrada; por lo tanto, “cambian” los voltajes de entrada variables con algunos pequeños constante valor.
Consideremos ahora el caso con voltajes de entrada cero, pero uno de ellos es “ideal” y el otro real. Por ejemplo, la entrada izquierda (base T1) está conectada a tierra directamente y la entrada derecha (base T2) está conectada a tierra a través de una resistencia RB:
Fig. 2. Par diferencial con sumidero de corriente de emisor y resistencia de base RB2 incluida
He explicado esta disposición conceptual en una pregunta similar: ¿Por qué se agrega la caída de voltaje creada por una fuente de corriente?
Fig. 3: Diagrama de circuito conceptual para un amplificador operacional con transistores pnp de entrada (LM 324)
Fig.4: Diagrama de circuito conceptual para un amplificador operacional con transistores npn de entrada (LM 741)
Podemos ajustar el voltaje “producido” por estas “baterías” cambiando la resistencia (no podemos cambiar la corriente ya que está establecida por la fuente de corriente de polarización interna en los emisores).
En el circuito del OP, I- crea una caída de voltaje a través de R1 || R2 que se agrega a Vin-. Para compensarlo, tenemos que agregar la misma caída de voltaje a Vin +; por lo que incluimos una resistencia R3 con el mismo valor (R1 || R2) en serie a Vin +.
Entonces, esta es una disposición eléctrica simple de dos fuentes (voltaje y corriente) y una resistencia donde la combinación de la fuente de corriente y la resistencia se puede considerar como otra fuente de voltaje constante en serie para la fuente de voltaje de entrada variable.
Esta solución de circuito se usa en estructuras internas de amplificador operacional (por ejemplo, en Widlar’s 709) para “cambiar” las variaciones de voltaje en la salida de las etapas de entrada.