Después de de nuestra prolongada selección de datos pudimos solucionar esta inconveniente que tienen ciertos de nuestros usuarios. Te compartimos la respuesta y deseamos serte de mucha apoyo.
Solución:
Descargo de responsabilidad: la respuesta a continuación se relaciona con un transistor mosfet utilizado como Voltaje amplificador.
Resumen
La frecuencia de transición $ f_T $ es una figura de mérito (FOM) de un transistor que refleja tanto la respuesta de frecuencia como la ganancia. El valor de $ f_T $ no representa la frecuencia de ganancia unitaria de un transistor, por lo tanto, el nombre “frecuencia de transición” es de hecho engañoso, En mi humilde opinión. La frecuencia de ganancia unitaria de un amplificador de transistor es impulsada por las constantes RC de entrada y salida en gran parte (no la frecuencia de transición $ f_T $). El valor de la capacitancia del óxido de la puerta del mosfet es un factor importante que impulsa la respuesta de frecuencia y el valor de la transconductancia $ g_m $ gobierna la ganancia de voltaje.
Detalles
1) “La frecuencia de corte de corriente para un MOSFET se define como la frecuencia a la que la ganancia de corriente (relación de drenaje a fuente y puerta a corriente de fuente) es la unidad”.
A esto se le llama frecuencia de transición. Ver aquí o [1] a continuación, página 291. La frecuencia de 3dB (también conocida como frecuencia de corte que mencionó) es un término diferente. Por favor, modifique la redacción, si está de acuerdo.
2) Para ver qué impulsa la respuesta de frecuencia de un transistor, veamos el siguiente ejemplo, amplificador NMOS de fuente común convencional:
simular este circuito: esquema creado con CircuitLab
Este amplificador tiene la siguiente función de transferencia: $$ A_V (f) equiv v_ out over v_ in = – A_ V, LF times (1 – j f over f_z) over (1 + j f over f_ p1) (1 + j f over f_ p2), $$ donde $ A_ V, LF = g_m R_ load $ es una ganancia de baja frecuencia, $ f_ p1 = 1 over 2 pi R_s C_ in $ y $ f_ p2 = 1 over 2 pi R_ load C_ out $ son polos que gobiernan la respuesta de frecuencia, y $ f_z = g_m over 2 pi C_ gd $ es un semiplano derecho cero,
$$ eqalign & C_ in = C_ gs + C_ MI = C_ gs + C_ gd (1 + A_ V, LF ) approx C_ gs approx 2 over 3 C_ ox cr & C_ out = C_ MO = C_ gd (1 + 1 over A_ V, LF) approx C_ gd cr. $$
Se asumió que la resistencia de salida del mosfet es mucho mayor que $ R_l $. Tenga en cuenta también que $ C_ gd < Ver [1] páginas 661-662 para la derivación de las fórmulas. Entonces, el primer polo $ f_ p1 $ está gobernado por la capacitancia de la puerta a la fuente y la resistencia de la fuente (y en menor medida por la ganancia a través de la capacitancia del molinillo de entrada asumiendo $ C_ gd < El segundo polo $ f_ p2 $ se rige por el valor de la capacitancia de carga (en este ejemplo, la capacitancia de salida de Miller de la puerta para drenar la capacitancia $ C_ gd $) y la resistencia de carga. Ahora, vemos que la capacitancia del óxido de la puerta $ C_ ox $ (o la capacitancia de la puerta a la fuente $ C_ gs $, que es alrededor de 2/3 de la capacitancia total del óxido de la puerta, lo que quieras) es la factor principal que impulsa la respuesta de frecuencia. El factor principal que impulsa la ganancia de baja frecuencia es la transconductancia $ g_m $. 3) En la práctica queremos ambos alta frecuencia de corte y alta ganancia. Por lo tanto, queremos una alta transconductancia y una baja capacitancia de entrada. simultaneamente. El parámetro $ g_m over C_ ox $ sería un FOM adecuado. Dado que $ f_t $ es proporcional a $ g_m over C_ ox $ (ver más abajo) se convirtió en tal FOM. 4) ¿Qué es $ f_t $ y cómo potenciarlo? Se puede derivar que $ f_T approx g_m over 2 pi C_ gs $ (vea la respuesta de Vineesh o [1] página 290). Aplicando la fórmula de canal largo para la transconductancia se convierte en: Entonces, para aumentar la frecuencia de transición: [1]: “Diseño, trazado y simulación de circuitos CMOS, 3ª edición”, R. Jacob Baker La ganancia de corriente del Mosfet como se especifica en las hojas de datos es en realidad la ganancia de corriente de cortocircuito. La ganancia actual del modelo anterior está dada por $$ i_ L / i_ i = -g_ m / s (C_ gs + C_ gd) $$ Por lo tanto, la frecuencia de corte actual $ f_ T $ viene dada por $$ f_ T = 1/2 pi (C_ gs + C_ gd) $$ Mientras que el circuito abierto ganancia de voltaje dada por el modelo $$ v_ O / v_ in = -g_ m / (g_ ds + sC_ gd) $$ por lo tanto, la circuito abierto La frecuencia de corte viene dada aproximadamente por $$ f = g_ m / 2 pi C_ gd $$ En la región de saturación $ C_ gs> C_ gd $, por lo tanto La frecuencia de corte de corriente de cortocircuito es menor que la frecuencia de corte de voltaje de circuito abierto idealmente. Pero estos parámetros son máximos absolutos. Ambos parámetros limitan la operación de alta frecuencia del MOSFET. Dependiendo de las condiciones de carga, la frecuencia de corte de voltaje disminuye considerablemente, por lo que es más fácil mencionar el corte de corriente en lugar de la frecuencia de corte de voltaje como clasificación máxima absoluta. Por lo tanto, no puede usar el MOSFET como amplificador en frecuencias superiores a $ f_ T $ ya que es la clasificación máxima absoluta. En las aplicaciones de RF, debemos mencionar un parámetro más conocido como frecuencia máxima de oscilación.La frecuencia máxima de oscilación,que se define como se define como la frecuencia a la que la ganancia de potencia del transistor es igual a la unidad en condiciones óptimas de adaptación para la impedancia de entrada y salida ,es directamente proporcional a la frecuencia de corte actual $ f_ T $. Solo para dar una idea, en un proceso estándar de 0.18 $ mu $ m, las frecuencias de corte $ f_ T $ van de 50Ghz a 80Ghz. Espero que esto aclare tus dudas. Acuérdate de que tienes la opción de añadir una estimación correcta si topaste tu impedimento justo a tiempo.
$ f_t $ se define como un cortocircuito (pequeña señal ganancia, estrictamente hablando) Actual ganancia de transistor.
$$ f_T approx g_m over 2 pi C_ gs = 3 over 4 pi mu V_O over L ^ 2 propto mu V_O over L ^ 2, $$ donde $ V_O equiv v_ GS – V_ TH $ es voltaje de sobredirección y $ mu $ es la movilidad de los portadores de carga. $ g_m $ es proporcional a $ C_ ox $. $ C_ gs $ también es proporcional a $ C_ ox $, por lo que $ C_ gs $ ha desaparecido (fue tachado).
1) utilice semiconductores con mayor movilidad de portadores de carga (difícil de implementar). A partir de esto, vemos que nMOS tiene un $ f_t $ más alto que pMOS debido a una mayor movilidad de electrones que los huecos;
2) use un voltaje de sobremarcha más alto para aumentar $ g_m $, el inconveniente es un rango de salida más pequeño;
3) use la longitud mínima de la puerta (el inconveniente es una resistencia de salida más baja que puede deteriorar la ganancia).
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